一种基于磁集成和双变压器的流馈型双向DC-DC变换器

一种基于磁集成和双变压器的流馈型双向dc-dc变换器
技术领域
1.本发明涉及开关电源技术领域，尤其涉及一种基于磁集成和双变压器 的流馈型双向dc-dc变换器。


背景技术：

2.双向dc-dc变换器能够实现电能的双向传输与变换，广泛应用于电动 汽车、不间断电源(ups)、可再生能源发电系统(光伏发电、燃料电池)及储 能系统等领域。
3.一方面，在许多应用场景中，要求输入电压、输出电压及传输功率的 变化范围很大。例如，在可再生能源发电系统中，使用燃料电池和超级电 容器的混合动力系统，燃料电池的输出电压(150v-300v/255v-425v)在近两 倍宽的范围内变化，对于不同的负载条件和充放电过程，超级电容器在较 大的电压范围内也会发生变化。因此，与高压母线和超级电容器相连的双 向dc-dc变换器，其输入电压、输出电压及传输功率也应发生较大范围的 变化。
4.另一方面，boost派生型电流馈电双向dc-dc变换器具有输入电流波 纹小、升压比高、高频(hf)变压器匝比低、固有短路保护、无占空比损失 和电流易控等优势，近年来引起了广泛的关注。其典型应用包括用于连接 低压(lv)储能和高压(hv)直流总线的辅助dc-dc变换器，可再生能源发电 以及多电压水平的混合直流微电网等。然而，电流馈电的dc-dc变换器存 在由于电流失配而导致的低压开关间会产生大电压尖峰的固有缺陷，其尖 峰电压幅度可能是最大阻断电压的几倍。通过采用传统的有源换流技术， 包括单相移调制(spsm)和双相移调制(dpsm)，可实现电压的自然钳位，但 由于受可变参数的限制，该技术只能在有限的工作区域内工作，难以实现 宽功率范围内的软开关。


技术实现要素：

5.本发明提供了一种基于磁集成和双变压器的流馈型双向dc-dc变换 器，包括馈电电感、低压端基本全桥电路、高压端基本全桥电路、高压端 基本半桥电路、漏感、双变压器，所述低压端基本全桥电路输入端与低压 终端相连，所述低压端基本全桥电路输入端与低压终端之间还串联有所述 馈电电感，所述低压端基本全桥电路输出端与所述双变压器输入端相连， 所述低压端基本全桥电路输出端与所述双变压器输入端之间还串联有所述 漏感，所述双变压器输出端分别与所述高压端基本全桥电路、所述高压端 基本半桥电路相连，所述高压端基本全桥电路与所述高压端基本半桥电路 并联后连接到高压终端。
6.作为本发明的进一步改进，该流馈型双向dc-dc变换器还包括第一滤 波电容，所述第一滤波电容一端分别与低压终端正极、所述馈电电感一端 相连，所述第一滤波电容另一端分别与低压终端负极、所述低压端基本全 桥电路相连。
7.作为本发明的进一步改进，该流馈型双向dc-dc变换器还包括第二滤 波电容、第三滤波电容，其中，
8.所述第二滤波电容一端分别与所述高压端基本全桥电路、所述高压端 基本半桥
电路、高压终端v
hv
正极相连，所述第二滤波电容另一端分别与 所述第三滤波电容一端所述双变压器输出端相连；
9.所述第三滤波电容一端还与所述双变压器输出端相连，所述第三滤波 电容另一端还分别与所述高压端基本半桥电路、所述高压端基本全桥电路、 高压终端v
hv
负极相连。
10.作为本发明的进一步改进，所述双变压器包括第一变压器、第二变压 器，所述第一变压器原边的一端与所述漏感另一端相连，所述第一变压器 原边的另一端与所述第二变压器原边的一端相连，所述第一变压器副边与 所述高压端基本全桥电路相连，所述第二变压器原边的另一端分别与低压 端基本全桥电路、第一滤波电容另一端、低压终端相连，所述第二变压器 副边的一端与高压端基本半桥电路相连，所述第二变压器副边的另一端分 别与所述第二滤波电容另一端、所述第三滤波电容一端相连。
11.作为本发明的进一步改进，所述低压端基本全桥电路包括第一开关管、 第二开关管、第三开关管、第四开关管，其中，
12.所述第一开关管一端分别与所述馈电电感另一端、所述第三开关管一 端相连，所述第一开关管另一端分别与所述第二开关管一端、所述漏感一 端相连。
13.所述第二开关管一端还与所述漏感一端相连，所述第二开关管另一端 分别与低压终端负极、所述第四开关管另一端相连。
14.所述第三开关管一端还与所述第一开关管一端相连，所述第三开关管 另一端分别与所述第四开关管一端、所述第二变压器原边另一端相连。
15.所述第四开关管一端还与所述第二变压器原边另一端相连，所述第四 开关管另一端还与低压终端负极相连。
16.作为本发明的进一步改进，所述高压端基本全桥电路包括第五开关管、 第六开关管、第七开关管、第八开关管，其中，
17.所述第五开关管一端分别与所述第一变压器副边一端、所述第六开关 管一端相连，所述第五开关管另一端分别与所述第七开关管、所述高压端 基本半桥电路、所述第二滤波电容一端、高压终端正极相连。
18.所述第六开关管一端还与所述第一变压器副边一端相连，所述第六开 关管另一端分别与所述第八开关管另一端、所述高压端基本半桥电路、所 述第三滤波电容另一端、高压终端负极相连。
19.所述第七开关管一端还分别与所述高压端基本半桥电路、所述第二滤 波电容一端、高压终端正极相连，所述七开关管另一端还分别与所述第一 双压器副边另一端、所述第八开关管一端相连。
20.所述第八开关管一端还与所述第一变压器副边一端相连，所述第八开 关管另一端还分别与所述高压端基本半桥电路、所述第三滤波电容另一端 相连。
21.作为本发明的进一步改进，所述高压端基本半桥电路包括第九开关管、 第十开关管，其中，
22.所述第九开关管一端分别与所述第二滤波电容一端、所述高压终端正 极相连，所述第九开关管另一端分别与所述第二变压器副边一端、所述第 十开关管一端相连。
23.所述第十开关管一端还与所述第二变压器副边一端相连，所述第十开 关管另一端分别与所述第八开关管另一端、所述第六开关管另一端、所述 第三滤波电容另一端、高
压终端负极相连。
24.作为本发明的进一步改进，所述馈电电感、所述第一变压器、所述第 二变压器采用“e-i-e”形磁芯结构。
25.作为本发明的进一步改进，在两个e形磁芯的中柱开气隙，e形磁芯 两侧作为互感通道，不设置气隙，在每个e形磁芯的两个外侧磁柱上，对 称绕制所述第一变压器和所述第二压器的原副边线圈，在两个e形磁芯的 中柱上绕制电感线圈，两个电感线圈串联构成所述馈电电感；在磁芯中柱 绕制所述漏感。
26.作为本发明的进一步改进，所述第一变压器二次侧连接全桥结构，匝 数比为1:n1，所述第二变压器的二次侧连接半桥结构，匝数比为1:n2。
27.本发明的有益效果是：1.本发明的流馈型双向dc-dc变换器解决了 传统有源换流技术输入、输出电压范围具有局限性的缺陷，通过双变压器 的拓扑结构，实现了变压器漏感电流峰值可控，拓展了电压增益的范围， 并保证了变换器满载范围内的软开关性能；2.通过采用不同的复合移相调 制方法，实现了变换器三种工作模态的切换，以应对实际应用场合中不同 工况的需求，实现更高的电压增益和功率传输限值。
附图说明
28.图1是本发明流馈型双向dc-dc变换器电路原理图；
29.图2是本发明流馈型双向dc-dc变换器一体化磁芯结构及简化磁通 分布图；
30.图3是本发明流馈型双向dc-dc变换器的双变压器励磁电压及其交 流磁通波形图；
31.图4是本发明流馈型双向dc-dc变换器的双变压器的运行模态图； 图4(a)是正向功率传输(p》0)，图4(b)是反向功率传输(p《0)；
32.图5是本发明流馈型双向dc-dc变换器在模态ⅰ下，正向功率传输时， 各时间间隔的详细工作波形图和等效电路图；图5(a)t0时刻前；图5(b)t0‑ꢀ
t1；图5(c)t
1-t2；图5(d)t
2-t
β
；图5(e)t
β-t
α
；图5(f)t
α-t
x
；图5(g)图 33.图6(a)、图6(b)是流馈型双向dc-dc变换器在模态ⅱ下，漏电感 电流i
llk
上升阶段的工作波形图和等效电路图；
34.图7是本发明流馈型双向dc-dc变换器在模态ⅲ下，漏电感电流i
llk
上升阶段的工作波形图和等效电路图；
35.图8是本发明流馈型双向dc-dc变换器在不同模态下的实际工作区 域图；图8(a)是模态i，图8(b)是模态ii，图8(c)是iii，图8(d) 是模态i，ii，iii；
36.图9是本发明流馈型双向dc-dc变换器调制策略流程图。
具体实施方式
37.本发明公开了一种基于磁集成和双变压器的流馈型双向dc-dc变换 器，如图1所示，该流馈型双向dc-dc变换器设置在低压终端v
lv
和高压 终端v
hv
之间，双向的向低压终端v
lv
或高压终端v
hv
提供直流功率，低 压终端v
lv
和高压终端v
hv
，分别并联第一滤波电容c
lv
和第二滤波电容 c
hv1
、第三滤波电容c
hv2
。该流馈型双向dc-dc变换器还包括低压侧的 馈电电感l和由第一开关管s
1a
、第二开关管s
2a
、第三开关管s
3a
、第四开 关管s
4a
组成的基本全桥结
构，高频双变压器(第一变压器tr1和第二变压 器tr2)及其总的串联等效漏感l
lk
，高压侧由第五开关管s
1b
、第六开关管 s
2b
、第七开关管s
3b
、第八开关管s
4b
组成的基本全桥结构和由第九开关管 s
5b
、第十开关管s
6b
组成基本半桥结构。
38.低压侧拓扑，连接到低压终端v
lv
，包括串联馈电电感l和低压端基本 全桥电路，抑制电流纹波的同时，实现boost升压，为方便分析，把低压 侧的第一开关管s
1a
、第二开关管s
2a
所在桥臂称作桥臂a，把第三开关管 s
3a
、第四开关管s
4a
所在桥臂称作桥臂b。
39.高压侧拓扑，包括高压端基本全桥电路和基本半桥拓扑电路的并联组 合，为方便分析，把高压侧第五开关管s
1b
、第六开关管s
2b
所在桥臂称作 桥臂c，把第七开关管s
3b
、第八开关管s
4b
所在桥臂称作桥臂d，第九开 关管s
5b
、第十开关管s
6b
所在桥臂称作桥臂e，输出侧连接到高压终端v
hv
。
40.双变压器(第一变压器t
r1
和第二变压器t
r2
)的二次侧独立连接到两个 高压侧h桥上，第一变压器t
r1
的二次侧连接全桥结构，匝数比为1:n1； 第二变压器t
r2
的二次侧连接半桥结构，匝数比为1:n2。
41.由于高压侧并联配置，本发明的流馈型双向dc-dc变换器可以工作在 单变压器模态。当高压侧桥臂发生故障导致变换器运行异常时，投切变压 器，使变换器切换到基于spsm的半桥运行模态或基于dpsm的全桥运行 模态，从而在一定程度上提高变换器的可靠性。
42.本发明的流馈型双向dc-dc变换器拓扑中，双变压器一次侧串联连接， 流过两个变压器一次侧绕组的电流相同；高压侧为并联结构，漏感电流i
llk
的变化受第一变压器t
r1
二次侧电压v
cd
和第二变压器t
r2
二次侧电压v
ef
的共同控制。为了使i
llk
的峰值可控、在非满载工况下环流减小，需要将 折算到一次侧的v
cd
和v
ef
相互抵消，加在漏感l
lk
的电压为零，i
llk
停止 上升。
43.低压侧的馈电电感l一端连接到低压终端v
lv
的正极，另一端连接低压 端基本全桥拓扑的输入端；低压侧第一开关管s
1a
、第二开关管s
2a
组成的 桥臂a中点串联漏感l
lk
的一端，漏感l
lk
的另一端串联连接第一变压器t
r1
原边的一端，第一变压器t
r1
原边的另一端与第二变压器t
r2
的原边串联； 第二变压器t
r2
的原边另一端连接到低压侧第三开关管s
3a
、第四开关管s
4a
组成的桥臂b的中点。
44.高压侧桥臂c和桥臂d共同组成基本全桥拓扑，桥臂d和滤波电容组 成基本半桥拓扑，两者并联连接到高压终端v
hv
；第五开关管s
1b
、第六开 关管s
2b
所组成的桥臂c的中点连接到第一变压器t
r1
副边的一端，第七开 关管s
3b
、第八开关管s
4b
所组成的桥臂d的中点连接到第一变压器t
r1
副边 的另一端；第九开关管s
5b
、第十开关管s
6b
所组成的桥臂e的中点连接到 第二变压器t
r2
副边的一端，两个高压侧滤波电容(第二滤波电容c
hv1
、第 三滤波电容c
hv2
)的中点连接到第二变压器t
r2
副边的另一端。
45.馈电电感l和高频双变压器(第一变压器t
r1
和第二变压器t
r2
)采用 磁集成技术进行设计，如图2所示。在“e-i-e”形磁芯结构中，两个e形 磁芯的中柱开气隙，e形磁芯两侧作为互感通道，不设置气隙。
46.在每个e形磁芯的两个外侧磁柱上，对称绕制第一变压器t
r1
和第二变 压器t
r2
的原副边线圈，由于开气隙的中柱的磁阻较大，两个变压器绕组 的主磁通φ
tr1
和φ
tr2
主要流经e形磁芯的外侧磁柱，变换器中的双变压器 励磁电压及其交流磁通波形如图3所示。
47.在两个e形磁芯的中柱上绕制电感线圈，两个电感串联作为变换器的 馈电电感l，馈电电感的主磁通φ
l
主要流经e形磁芯的中柱，然后均匀的 分部在外侧磁柱；在磁芯中柱绕制辅助电感，并和变压器副边侧线圈进行 串联，从而根据需求设计变压器的漏感l
lk
。
48.具体的，为保证加在漏感l
lk
的电压为零，需要将折算到一次侧的v
cd
和v
ef
相互抵消，所以v
cd
的幅值大小为v
ef
的两倍，n1＝2n2。
49.在复合移相调制中，考虑三个控制变量β、α和其中，β定义为低 压侧第一开关管s
1a
与高压侧第五开关管s
1b
驱动信号之间的移相角，β为 负值表示高压侧的第五开关管s
1b
驱动信号的相位超前于低压侧的第一开 关管s
1a
；α定义为高压侧的第五开关管s
1b
和高压侧的第八开关管s
4b
驱动 信号之间的移相角；定义为高压侧的第五开关管s
1b
和高压侧的第九开关 管s
5b
驱动信号之间的移相角，三者皆用标幺值表示。上述三个变量之间的 关系会影响该流馈型双向dc-dc变换器的工作模态，本发明实施例中共存 在三种工作模态，不同的工作模态对应不同的双变压器漏感电流i
llk
，如图 4所示。
50.以本发明实施例中所提出的变换器的工作模态ⅰ为例，详细解释正向功 率传输(p》0)时，该流馈型双向dc-dc变换器的工作原理，如图5所示。
51.为了简单起见，忽略了开关管寄生电容的充放电过程及高压开关管的 死区时间，详细分析本发明实施例中所提出的变换器在半个开关周期内， 不同时间间隔时的稳态理论波形，本发明的流馈型双向dc-dc变换器在下 半个周期内将对称重复该工作过程：
52.阶段一(在t0时刻前)，低压侧的第二开关管s
2a
、第三开关管s
3a
导通， 高压侧的第五开关管s
1b
正向导通，第七开关管s
3b
、第十开关管s
6b
反向导 通。
53.进一步地，漏感电流i
llk
保持反向恒定，变压器二次侧电压v
cd
为零电 平，v
ef
为负；变压器一次侧电压v
ab
为
–vhv
/2n2。非导通的低压侧开关管和 高压侧开关管两端的电压分别自然钳位在v
hv
/2n2和v
hv
。
54.阶段二(t0至t1)，低压侧开关管全部导通，高压开关管保持不变；
55.进一步地，
–vhv
/2n2的电压全部加在漏感l
lk
上，漏感电流i
llk
以一固定 斜率上升，i
s2a
、i
s3a
线性减小，i
s1a
、i
s4a
从零开始增加，从而减小了开通损 耗；在t1时刻，i
llk
＝0且i
s2a
＝i
s3a
＝i
s1a
＝i
s4a
＝i
lv
/2。
56.阶段三(t1至t2)，低压侧开关管全部导通，高压侧的第五开关管s
1b
、 第七开关管s
3b
和第十开关管s
6b
实现自然换向。
57.进一步地，通过低压开关管的电流以与上一阶段相同的斜率增大或减 小；在t2时刻，i
llk
＝i
s1a
＝i
s4a
＝i
lv
且i
s2a
＝i
s3a
＝0；i
llk
和i
s1a
、i
s4a
电流变化的表 达式为：
[0058][0059][0060]
阶段四(t2至t
β
)：i
llk
和i
s1a
、i
s4a
继续以原有斜率上升，第二开关管s
2a
、 第三开关管s
3a
反向导通，形成环流，有助于第二开关管s
2a
、第三开关管s
3a
的zcs关断；到t
β
时刻，i
llk
达到峰值i
llk,peak
。
[0061]
阶段五(t
β
至t
α
)：s
3b
关断，由s
4b
的体二极管续流，s
4b
可实现zvs开 通，此时v
cd
变为v
hv
。
[0062]
进一步地，双变压器一次侧的电压相互抵消，加在漏感l
lk
上的电压为 零，因此i
llk
和i
s1a
、i
s4a
保持上一阶段的峰值不变，在t
α
时刻，第二开关管 s
2a
、第三开关管s
3a
可实现zcs关断。
[0063]
阶段六(t
α
至t
x
)：第十开关管s
6b
关断，高压侧电流由第九开关管s
5b
的体二极管续流，第九开关管s
5b
可实现zvs开通；
[0064]
进一步地，v
ef
变为v
hv
/2，i
llk
和i
s1a
、i
s4a
开始下降；在t
x
时刻， i
llk
＝i
s1a
＝i
s4a
＝i
lv
且i
s2a
＝i
s3a
＝0；i
llk
和i
s1a
、i
s4a
电流变化的表达式为：
[0065][0066][0067]
阶段七(t
x
至t
φ
)：馈电电感l开始放电，i
llk
和i
s1a
、i
s4a
保持恒定值i
lv
， 变压器一次侧电压v
ab
变为v
hv
/n1+v
hv
/2n2，功率正向传输到负载侧，第五 开关s
1b
关断且其体二极管开始续流，使其实现zcs关断。
[0068]
阶段八(t
φ
至ts/2)：功率正向传输，第六开关管s
2b
导通，v
cd
转变为零 电平；同时v
ab
和非导通的低压侧开关管端电压降低为v
hv
/2n2。
[0069]
该流馈型双向dc-dc变换器在模态ⅱ和模态ⅲ在半个开关周期内的波 形与模态ⅰ相比，仅在双变压器电感漏电流i
llk
的上升(下降)阶段有所不 同。因此，为了简化描述，下述将只分析模态ⅱ和模态ⅲ的漏感电流i
llk
在上升阶段的工作原理。
[0070]
如图6所示，对于模态ⅱ，本发明的流馈型双向dc-dc变换器在漏感 电流i
llk
上升阶段的工作原理为：
[0071]
阶段一(t0至t
β
)，低压侧开关管全部正向导通，高压侧的第六开关管 s
2b
、第七开关管s
3b
、第十开关管s
6b
反向导通；
[0072]
进一步地，变压器二次侧电压v
cd
为
–vhv
，v
ef
为
–vhv
/2；变压器一次侧 电压v
ab
为零。双变压器的二次侧电压之和折算到一次侧后会使漏感电流i
llk
以更快的速度上升；开关管电流i
s2a
、i
s3a
线性减小，i
s1a
、i
s4a
从零开始增加； 在t
β
时刻，i
llk
＝i1；i
llk
和i
s1a
电流变化的表达式为：
[0073][0074][0075]
阶段二(t
β
至t
x
)，低压侧开关管全部正向导通，高压侧的第五开关管 s
1b
、第七开关管s
3b
、第十开关管s
6b
正向导通。
[0076]
进一步地，变压器二次侧电压v
cd
为零，v
ef
为
–vhv
/2；变压器一次侧 电压v
ab
为零。双变压器的二次侧电压折算到一次侧后使漏感电流i
llk
以较 缓慢的速度上升；i
s2a
、i
s3a
继续线性减小，且i
s1a
、i
s4a
继续增加；在t
x
时刻， i
llk
＝i
lv
；i
llk
和i
s1a
电流变化的表达式为：
[0077]
[0078][0079]
如图7所示，对于模态ⅲ，变换器在漏感电流i
llk
上升阶段的工作原理 为：
[0080]
阶段一(t0至t
β
)，低压侧开关管全部正向导通，高压侧的第六开关管s
2b
、 第八开关管s
4b
、第十开关管s
6b
正向导通。
[0081]
进一步地，变压器二次侧电压v
cd
为零，v
ef
为
–vhv
/2；变压器一次侧 电压v
ab
为零。双变压器的二次侧电压之和折算到一次侧后会使漏感电流i
llk
以较缓慢的速度上升；开关管电流i
s2a
、i
s3a
线性减小，i
s1a
、i
s4a
从零开始增 加；在t
β
时刻，i
llk
＝i2；i
llk
和i
s1a
电流变化的表达式为：
[0082][0083][0084]
阶段二(t
β
至t
x
)，低压侧开关管全部正向导通，高压侧开关管第六开关 管s
2b
、第七开关管s
3b
、第十开关管s
6b
正向导通。
[0085]
进一步地，变压器二次侧电压v
cd
为
–vhv
，v
ef
为
–vhv
/2；变压器一次 侧电压v
ab
为零。双变压器的二次侧电压折算到一次侧后使漏感电流i
llk
以 较快的速度上升；i
s2a
、i
s3a
继续线性减小，且i
s1a
、i
s4a
继续增加；在t
x
时刻， i
llk
＝i
lv
；i
llk
和i
s1a
电流变化的表达式为：
[0086][0087][0088]
根据上述分析可知，漏感电流i
llk
的上升速度分别在模态ⅱ的t0至t
β
时 刻和模态ⅲ的t
β
至t
x
时刻加快。若只有v
ef
作用于换流的上升阶段，即v
cd
在该阶段为零，则i
llk
的上升斜率为v
hv
/2n2l
lk
，此时模态ii和模态iii在一 定程度上退化为模态i；然而，若v
cd
在该阶段也有效，那么i
llk
的斜率就 变为v
hv
/2n2l
lk
+v
hv
/n1l
lk
。
[0089]
进一步地，如果v
cd
在此阶段始终为
–vhv
，则漏感电流i
llk
将以最大斜 率上升。此时，在固定的上升时间内，本发明的流馈型双向dc-dc变换器 可获得更大的电流值，该电流值会直接影响所述变换器的传输功率。因此， 模态ii和模态iii可以扩展本发明流馈型双向dc-dc变换器的传输功率容 量。
[0090]
为便于理解本发明实施例的方案及其效果，以下给出一个具体设计示 例。本领域技术人员应理解，该示例仅为了便于理解本发明，其任何具体 细节并非意在以任何方式限制本发明。
[0091]
所述具体设计示例中，低压侧输入电压v
lv
＝20v～40v，标称值为20v； 高压侧电压v
hv
＝150v～600v，标称值为300v；额定满载功率p
max,r
＝200w； 开关频fs＝100khz；低压侧开关管驱动信号的占空比d1＝0.6～0.8；考虑死 区时间后的高压侧开关管驱动信号的占空比为0.48；输入电感电流纹波小 于1a；充电时间x限制在0.1～0.3内。
[0092]
输入电感l的取值根据电流纹波计算：
[0093][0094]
具体地，对于δi
lv
＝1a,l＝60μh。
[0095]
为简化设计，考虑双变压器对称设计，则双变压器的匝数比为：
[0096]
n1＝2n2[0097][0098]
具体地，对于v
lv
＝20v,n1＝6，n2＝3。
[0099]
漏感l
lk
的计算基于额定满载功率p
max,r
，通过分析可知三种工作模态下 的漏感值相同，计算公式为：
[0100][0101]
具体地，对于x＝0.3且d
max
＝0.8，l
lk
＝7.5μh。
[0102]
根据上述工作原理分析计算，可以得到变压器在三种工作模态下的漏 感电流、开关电流、电压增益及传输功率的表达式，如表1所示。
[0103]
表1所述变换器在不同工作模态下的参数表达式
[0104][0105]
[0106]
其中，
[0107]
表1中的电压增益表达式表明，电压增益关系不仅取决于双变压器匝 数比n1、n2和输入电感的充电时间x，还取决于新引入的控制变量这表 明与spsm和dpsm相比，本实施例的变换器拓扑通过添加新的控制变量 有效扩大了电压增益范围；
[0108]
分析本发明实施例中所述变换器在不同模态下的实际工作区域，如图8 所示。
[0109]
模态ii下变换器的最大传输功率是模态i的两倍，对于电流馈电型的 变换器，最大传输功率与最大输入电流i
lv
密切相关。分析工作原理可知， 当v
cd
和v
ef
同时工作时，模态ii和模态iii的漏感电流i
llk
有一个快速上 升的阶段；但对于模态i，在漏感电流i
llk
的上升阶段，v
cd
始终为零，只 有v
ef
工作，所以漏感电流i
llk
的上升斜率是前者的一半。
[0110]
因此，在同一上升时间内，模态i所能达到的最大漏感电流i
llk,peak
仅为 模态ii和模态iii的一半，即模态i的最大传输功率仅为模态ii的一半；但 是，在功率传输范围内，通过比较漏感电流i
llk
的有效值可知，模态i的泄 漏电流较小，在该模态下可以减小变换器在运行中的部分损耗。
[0111]
进一步地，本实施例所述的变换器拓扑本质上是一个升压电路，当变 换器工作在模态iii时，输入电感l的实际充电时间应为(模态iii下为负值)，而在半个周期内，输入电感的充放电时间之和为0.5倍标幺值， 因此，此模态下输入电感的充电时间比模态i和模态ii长，相应的放电时 间变短。
[0112]
所以，模态iii可以有效提高整个变换器的电压增益。理论上，模态iii 的电压增益可以达到无穷大。所以当要求输出电压大于300v时，可以使变 换器工作在模态iii下。
[0113]
如图9所示，本实施例的变换器拓扑结构在三种工作模态下的控制策 略为：
[0114]
首先，根据输入电压和输出电压的条件进行判断，当输出电压要求大 于300v时，进入模态iii。若输出电压要求在150～300v范围内，则需要判 断传输功率。若传输功率在模态i范围内，则选择模态i，此时漏感电流的 有效值最小，变换器的传输损耗最小；若传输功率超过模态i的最大值，则 选择模态ii。
[0115]
高压侧开关管驱动信号的占空比d2保持为0.5，且同一桥臂的上、下开 关管互补导通；
[0116]
低压侧开关管驱动信号的占空比d1设置为对角线开关 管驱动信号相同，且同一桥臂的上、下开关管互补导通并存在交叠。
[0117]
根据高压侧开关管驱动信号波形的相位关系，判断该流馈型双向dc-dc 变换器的工作模态：
[0118]
当高压侧的第五开关管s
1b
驱动信号的相位均超前于低压侧第一开关管 s
1a
、高压侧的第八开关管s
4b
和高压侧的第九开关管s
5b
驱动信号时，变换 器运行于工作模态ⅰ；
[0119]
工作模态ⅰ下，变换器的三个控制变量大小关系为：β《0，
[0120]
当高压侧的第五开关管s
1b
驱动信号的相位滞后于低压侧的第一开关管s
1a
驱动信号，高压侧的第五开关管s
1b
驱动信号的相位超前于高压侧的第 八开关管s
4b
和高压侧的第九开关管s
5b
驱动信号时，该流馈型双向dc-dc 变换器运行于工作模态ⅱ；
[0121]
工作模态ⅱ下，该流馈型双向dc-dc变换器的三个控制变量大小关系为： 0≤β≤
x，0≤α≤0.5-β，
[0122]
当高压侧的第五开关管s
1b
驱动信号的相位滞后于低压侧的第一开关管 s
1a
和高压侧的第九开关管s
5b
驱动信号，高压侧的第五开关管s
1b
驱动信 号的相位超前于高压侧的第八开关管s
4b
驱动信号时，该流馈型双向dc-dc 变换器运行于工作模态ⅲ；
[0123]
工作模态ⅲ下，该流馈型双向dc-dc变换器的三个控制变量大小关系 为：0≤β≤0.5，
[0124]
与传统的全桥或半桥双向dc-dc变换器相比，本实施例所提出的变换 器拓扑利用一体化磁芯结构的双变压器结构扩展了变换器的运行范围。此 外，提出了基于模态i的新模态(模态ii和模态iii)，实现了更高的电压增 益和功率传输限值，并保证了变换器在满载范围内的软开关。
[0125]
本发明公开的一种基于磁集成和双变压器的流馈型双向dc-dc变换 器，结合新的拓扑结构和调制策略，拓宽了变换器的工作区域，即输入、 输出电压范围宽，电压增益高，功率传输范围宽及软开关范围宽，进一步 提高了双向dc-dc变换器的性能。
[0126]
本发明的有益效果：1.本发明的流馈型双向dc-dc变换器解决了传 统有源换流技术输入、输出电压范围具有局限性的缺陷，通过双变压器的 拓扑结构，实现了变压器漏感电流峰值可控，拓展了电压增益的范围，并 保证了变换器满载范围内的软开关性能；2.通过采用不同的复合移相调制 方法，实现了变换器三种工作模态的切换，以应对实际应用场合中不同工 况的需求，实现更高的电压增益和功率传输限值。
[0127]
以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说 明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术 领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若 干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。

技术特征：
1.一种基于磁集成和双变压器的流馈型双向dc-dc变换器，其特征在于：包括馈电电感(l)、低压端基本全桥电路、高压端基本全桥电路、高压端基本半桥电路、漏感(l
lk
)、双变压器，所述低压端基本全桥电路输入端与低压终端(v
lv
)相连，所述低压端基本全桥电路输入端与低压终端(v
lv
)之间还串联有所述馈电电感(l)，所述低压端基本全桥电路输出端与所述双变压器输入端相连，所述低压端基本全桥电路输出端与所述双变压器输入端之间还串联有所述漏感(l
lk
)，所述双变压器输出端分别与所述高压端基本全桥电路、所述高压端基本半桥电路相连，所述高压端基本全桥电路与所述高压端基本半桥电路并联后连接到高压终端(v
hv
)。2.根据权利要求1所述的流馈型双向dc-dc变换器，其特征在于：该流馈型双向dc-dc变换器还包括第一滤波电容(c
lv
)，所述第一滤波电容(c
lv
)一端分别与低压终端(v
lv
)正极、所述馈电电感(l)一端相连，所述第一滤波电容(c
lv
)另一端分别与低压终端(v
lv
)负极、所述低压端基本全桥电路相连。3.根据权利要求1或2所述的流馈型双向dc-dc变换器，其特征在于：该流馈型双向dc-dc变换器还包括第二滤波电容(c
hv1
)、第三滤波电容(c
hv2
)，其中，所述第二滤波电容(c
hv1
)一端分别与所述高压端基本全桥电路、所述高压端基本半桥电路、高压终端v
hv
正极相连，所述第二滤波电容(c
hv1
)另一端分别与所述第三滤波电容(c
hv2
)一端所述双变压器输出端相连；所述第三滤波电容(c
hv2
)一端还与所述双变压器输出端相连，所述第三滤波电容(c
hv2
)另一端还分别与所述高压端基本半桥电路、所述高压端基本全桥电路、高压终端v
hv
负极相连。4.根据权利要求3所述的流馈型双向dc-dc变换器，其特征在于：所述双变压器包括第一变压器(tr1)、第二变压器(tr2)，所述第一变压器(tr1)原边的一端与所述漏感(l
lk
)另一端相连，所述第一变压器(tr1)原边的另一端与所述第二变压器(tr2)原边的一端相连，所述第一变压器(tr1)副边与所述高压端基本全桥电路相连，所述第二变压器(tr2)原边的另一端分别与低压端基本全桥电路、第一滤波电容(c
lv
)另一端、低压终端(v
lv
)相连，所述第二变压器(tr2)副边的一端与高压端基本半桥电路相连，所述第二变压器(tr2)副边的另一端分别与所述第二滤波电容(c
hv1
)另一端、所述第三滤波电容(c
hv2
)一端相连。5.根据权利要求4所述的流馈型双向dc-dc变换器，其特征在于：所述低压端基本全桥电路包括第一开关管(s
1a
)、第二开关管(s
2a
)、第三开关管(s
3a
)、第四开关管(s
4a
)，其中，所述第一开关管(s
1a
)一端分别与所述馈电电感(l)另一端、所述第三开关管(s
3a
)一端相连，所述第一开关管(s
1a
)另一端分别与所述第二开关管(s
2a
)一端、所述漏感(l
lk
)一端相连；所述第二开关管(s
2a
)一端还与所述漏感(l
lk
)一端相连，所述第二开关管(s
2a
)另一端分别与低压终端(v
lv
)负极、所述第四开关管(s
4a
)另一端相连；所述第三开关管(s
3a
)一端还与所述第一开关管(s
1a
)一端相连，所述第三开关管(s
3a
)另一端分别与所述第四开关管(s
4a
)一端、所述第二变压器(tr2)原边另一端相连；所述第四开关管(s
4a
)一端还与所述第二变压器(tr2)原边另一端相连，所述第四开关管(s
4a
)另一端还与低压终端(v
lv
)负极相连。6.根据权利要求5所述的流馈型双向dc-dc变换器，其特征在于：所述高压端基本全桥
电路包括第五开关管(s
1b
)、第六开关管(s
2b
)、第七开关管(s
3b
)、第八开关管(s
4b
)，其中，所述第五开关管(s
1b
)一端分别与所述第一变压器(tr1)副边一端、所述第六开关管(s
2b
)一端相连，所述第五开关管(s
1b
)另一端分别与所述第七开关管(s
3b
)、所述高压端基本半桥电路、所述第二滤波电容(c
hv1
)一端、高压终端(v
hv
)正极相连；所述第六开关管(s
2b
)一端还与所述第一变压器(tr1)副边一端相连，所述第六开关管(s
2b
)另一端分别与所述第八开关管(s
4b
)另一端、所述高压端基本半桥电路、所述第三滤波电容(c
hv2
)另一端、高压终端(v
hv
)负极相连；所述第七开关管(s
3b
)一端还分别与所述高压端基本半桥电路、所述第二滤波电容(c
hv1
)一端、高压终端(v
hv
)正极相连，所述七开关管(s
3b
)另一端还分别与所述第一双压器(tr1)副边另一端、所述第八开关管(s
4b
)一端相连；所述第八开关管(s
4b
)一端还与所述第一变压器(tr1)副边一端相连，所述第八开关管(s
4b
)另一端还分别与所述高压端基本半桥电路、所述第三滤波电容(c
hv2
)另一端相连。7.根据权利要求6所述的流馈型双向dc-dc变换器，其特征在于：所述高压端基本半桥电路包括第九开关管(s
5b
)、第十开关管(s
6b
)，其中，所述第九开关管(s
5b
)一端分别与所述第二滤波电容(c
hv1
)一端、所述高压终端(v
hv
)正极相连，所述第九开关管(s
5b
)另一端分别与所述第二变压器(tr2)副边一端、所述第十开关管(s
6b
)一端相连；所述第十开关管(s
6b
)一端还与所述第二变压器(tr2)副边一端相连，所述第十开关管(s
6b
)另一端分别与所述第八开关管(s
4b
)另一端、所述第六开关管(s
2b
)另一端、所述第三滤波电容(c
hv2
)另一端、高压终端(v
hv
)负极相连。8.根据权利要求1至7任一项所述的流馈型双向dc-dc变换器，其特征在于：所述馈电电感(l)、所述第一变压器(tr1)、所述第二变压器(tr2)采用“e-i-e”形磁芯结构。9.根据权利要求8所述的流馈型双向dc-dc变换器，其特征在于：在两个e形磁芯的中柱开气隙，e形磁芯两侧作为互感通道，不设置气隙，在每个e形磁芯的两个外侧磁柱上，对称绕制所述第一变压器(t
r1
)和所述第二压器(t
r2
)的原副边线圈，在两个e形磁芯的中柱上绕制电感线圈，两个电感线圈串联构成所述馈电电感(l)。10.根据权利要求9所述的流馈型双向dc-dc变换器，其特征在于：在磁芯中柱绕制所述漏感(l
lk
)；所述第一变压器(tr1)二次侧连接全桥结构，匝数比为1:n1，所述第二变压器(tr2)的二次侧连接半桥结构，匝数比为1:n2。

技术总结
本发明提供了一种基于磁集成和双变压器的流馈型双向DC-DC变换器，包括馈电电感、低压端基本全桥电路、高压端基本全桥电路、高压端基本半桥电路、漏感、双变压器，低压端基本全桥电路输入端与低压终端相连，低压端基本全桥电路输入端与低压终端之间还串联有馈电电感，低压端基本全桥电路输出端与双变压器输入端相连，低压端基本全桥电路输出端与双变压器输入端之间还串联有漏感，双变压器输出端分别与高压端基本全桥电路、高压端基本半桥电路相连，高压端基本全桥电路与高压端基本半桥电路并联后连接到高压终端。本发明的有益效果是：本发明实现了变压器漏感电流峰值可控，拓展了电压增益的范围，并保证了变换器满载范围内的软开关性能。开关性能。开关性能。


技术研发人员：潘学伟 刑仪晋 杨奉志 曹玲玲
受保护的技术使用者：哈尔滨工业大学（深圳）
技术研发日：2022.07.04
技术公布日：2022/11/1